Замечание редактора EDN
Эта необычная схема может быть отнесена к разделу ФАПЧ или АПЧ, но так кажется только в первый момент. Сердце схемы образовано самоподстраивающимся генератором, преобразующим в точный меандр любой цифровой сигнал в частотном диапазоне 5:1.
Если в каком-либо устройстве вам потребуются импульсы с коэффициентом заполнения 50%, можете воспользоваться схемой, приведенной на рисунке. Подобные схемы уже описывались в литературе [1, 2, 3], однако все они требовали настройки или точного подбора каких-либо компонентов. Предлагаемый формирователь симметричных импульсов в регулировках не нуждается.
Выходной сигнал делителя на 2 фильтруется RC цепочкой, чтобы сформировать постоянное опорное напряжение для петли обратной связи, которое автоматически поддерживает коэффициент заполнения на уровне 50%. Поскольку и сигнал с делителя на 2 и выходной сигнал проходят через инверторы одной микросхемы, уровни логических порогов будут очень близки. Схема проверялась на частотах от 2.5 МГц до 12.5 МГц. Если вместо микросхем серии 74AHC использовать 74HC, верхняя рабочая частота снизится примерно до 5 МГц. Схема будет работать и на более низких частотах, если соответствующим образом подобрать номиналы элементов RC фильтра и формирующего пилообразное напряжение конденсатора C2. Для средней частоты f рабочего диапазона значение C2 может быть рассчитано по формуле
где емкость выражена в пикофарадах. Формула написана в предположении, что размах пилообразного напряжения ΔV = 1.70 В. ΔV увеличивается с ростом частоты вследствие запаздывания схемы разряда, поэтому на высоких частотах точность формулы снижается, однако это не мешает использовать ее в качестве хорошей отправной точки. Заметим, что номиналы элементов RC фильтра R5, R7, C4 и C5 на входе усилителя U4A, а также элементов R8, R10, R11, C8 и C9, окружающих усилитель U4B, влияют на устойчивость петли обратной связи.
Сердцем схемы является широтно-импульсный модулятор, управляемый напряжением обратной связи с выхода усилителя U4B. Транзисторы Q1 и Q2 вместе с окружающими их элементами образуют генератор стабильного тока 2 мА, которым заряжается конденсатор C2. На конденсаторе формируется пилообразное напряжение, поступающее на вывод 4 сверхбыстродействующего компаратора U1. Когда напряжение пилы превышает опорное напряжение компаратора на выводе 3, выход компаратора переключается в «лог. 0» и устанавливает триггер U2A. «Лог. 1» на выходе Q триггера через включенные параллельно инверторы U3D … U3F разряжает конденсатор C2 через диод D3. В качестве D3 диод BAV74LT1 был использован не случайно. Его малая емкость исключает возникновение ступенек напряжения на конденсаторе C2 в начале очередного цикла формирования пилы, когда U2A переключается и на катод диода подается напряжение высокого уровня.
Сигнал с выхода делителя на 2 U2B проходит через инвертор U3A, а затем фильтруется для выделения постоянного опорного напряжения для усилителя U4B. Этот усилитель сравнивает постоянную составляющую, выделенную из выходных прямоугольных импульсов, с опорным напряжением и формирует напряжение обратной связи, управляющее компаратором и стабилизирующее коэффициент заполнения выходного сигнала на уровне 50%.
В схеме использован прецизионный операционный усилитель U4 с малым напряжением смещения, поскольку умноженное усилителем U4B смещение вносит существенную ошибку в коэффициент заполнения выходного сигнала. У усилителя LTC6078 напряжение смещения достаточно мало, чтобы не принимать его во внимание, однако не забывайте про этот параметр, если захотите воспользоваться другой микросхемой. Диоды D4 … D7 обеспечивают контролируемое включение операционных усилителей и позволяют намного ускорить их переход в установившееся состояние. К тому же, SPICE моделирование показало, что диоды дополнительно снижают броски напряжения на некоторых компонентах во время включения. Аналогично R2 и C1 уменьшают выбросы на Q1 и Q2. Схема будет работать более четко, если подключить к выходу легкую нагрузку. Это снизит вероятность искажения сигнала, следствием которого может быть изменение уровня постоянного напряжения, влияющее на коэффициент заполнения импульсов.
Коэффициент заполнения входных импульсов обязательно должен быть менее 50%. Если это не так, либо уменьшите коэффициент заполнения, либо просто проинвертируйте входной сигнал.
Ссылки
- Wide-range pulse-shaping circuit gives square waves with 50% duty cycle
- R. M. Stitt and R. L. Morrison, Burr-Brown Research Corp., International Airport Industrial Park, Tucson, Ariz.
- 400 Ideas for Design volume 3, 1976, page 178.
- One-shot with feedback loop maintains constant duty cycle
- H. P. D. Lanyon, Worcester Polytechnic Institute, Worcester, Mass.
- Electronics Designer’s Casebook, page 122. (No volume number or published date given.)
- Frequency-doubler produces square-wave output
- Robert L. Taylor, I & F Electronics, Nashville, Tenn.
- Electronics Designer’s Casebook Number 1, page 23. (No published date given.)
