Журнал РАДИОЛОЦМАН, январь 2018
На протяжении, по меньшей мере, четырех десятилетий АЦП двойного интегрирования служат основой большинства цифровых мультиметров и многих промышленных и измерительных приложений. Элегантный в своей простоте DSADC (dual-slope ADC – АЦП двойного интегрирования), содержащий аналоговый интегратор, соединенный с компаратором и логикой управления, накапливает (интегрирует) входной сигнал VIN в течение фиксированного интервала времени T1 (первое интегрирование), после чего вход интегратора подключается к источнику отрицательного опорного напряжения VREF, чтобы вернуть подынтегральную функцию обратно к нулю (второе интегрирование) и измерить необходимое для этого время T2. Таким образом, входное напряжение равно
 |
(1) |
Идея этой статьи переворачивает знакомый алгоритм. Простая перемена порядка интегрирования сигнала и опорного напряжения дает то, что я называю RDSADC (reciprocal dual-slope integrating ADC – обратный АЦП двойного интегрирования).
Здесь VREF интегрируется в течение фиксированного интервала времени T1. Затем вход интегратора подключается к –VIN, и измеряется время T2, необходимое для того, чтобы напряжение вернулось к нулю. Таким образом
 |
(2) |
Сравнивая два очень похожих выражения, вы можете задать законный вопрос: «Ну и что?». А вот, что.
Результат преобразования в выражении (2) обратно пропорционален времени измерения T2, а значит, и 1/VIN, а дифференцирование показывает, что скорость изменения не линейна, а обратно пропорциональна квадрату измеренного значения, то есть
 |
(3) |
За счет такого измерения с нелинейным преобразованием поддерживается высокое разрешение при малых амплитудах входных сигналов, не требуя автоматического переключения масштабного коэффициента VIN. Практическая реализация схемы RDSADC показана на Рисунке 1. Она преобразует входной 10-битный сигнал от 1 мВ до 1 В, сохраняя 10-битное разрешение на обеих границах диапазона: 1 мВ при VIN = 1 В, и 1 мкВ при VIN = 1 мВ. Это эквивалентно 20-битному динамическому диапазону 1,000,000:1, при том, что разрешение счетчика, используемого для измерения T2, составляет 15 бит. Иными словами, с помощью 15-разрядного счетчика достигается 20-битный динамический диапазон при времени преобразования в 32 раза меньшем, чем для аналогичного DSADC. В действительности, VIN может немного заходить в отрицательную область и, с некоторой потерей разрешения, достигать 5 В.
 |
||
| Рисунок 1. | Для получения большого динамического диапазона RDSADC меняет обычный порядок интегрирования. |
|
Вот как это работает.
Цикл RDSADC начинается с подключения опорного напряжения VREF к входу «+» интегратора A2 (вывод 3) ключом S1 через делитель напряжения R4/(R3 + R4) и интегрирования в течение интервала T1, которое заканчивается, когда V2 достигает VREF, и выход компаратора A1 переключается в низкое состояние (Рисунок 2).
 |
||
| Рисунок 2. | Временные диаграммы RDSADC: T1: 1 мс (интегрирование VREF) T2: 1…32 мс (интегрирование VIN) Частота отсчетов: 1 МГц Частота выборки: 30…500 Гц |
|
После этого S1 дает возможность напряжению на входе «+» A2 опуститься почти до земли (подробнее об этом чуть позже), а S2 через резистор R1 подключает вход «–» A2 почти к уровню VIN. Затем V2 опускается вниз со скоростью, почти пропорциональной VIN, определяющей интервал счета T2. С достижением уровнем V2 нижнего порога компаратора A1 импульс T2 обрывается, завершая очередной цикл аналого-цифрового преобразования, и начиная новый. Так повторяется до бесконечности.
По поводу этих «почти». Внимательные читатели заметили, что на отрезке времени T2, когда ключ S1 отсоединяет VREF от входа «+» A1, резистором R5 создается положительное смещение 42 мВ. Это смещение необходимо для того, чтобы, несмотря на использование однополярного питания, поддерживать работоспособность выхода A2 до конца спада напряжения в течение всего интервала T2.
Кроме того, в течение времени T2 резистор R2 формирует эффективное смещение 32 мВ1), гарантирующее, что время T2 останется конечным (не более 32 мс), даже тогда, когда VIN приближается к нулю. Таким образом,
 |
(4) |
Эта идеализированная арифметика не учитывает реальные входные смещения A1 и A2, точность опорного источника VREF и отклонения сопротивлений резисторов, однако все погрешности легко могут быть компенсированы программно с помощью простой двухточечной калибровки напряжений полной шкалы и нуля.
1) 32 мВ получаются из напряжения 50 мВ, формируемого делителем R1-R2 опорного напряжения VREF, равного 2.5 В, которое добавляет ток смещения 1.6 мкА (32 мВ/20 кОм) к входному току VIN/20 кОм, минус «вспомогательное» смещение, создаваемое делителем R3-R5 (18 мВ). Следовательно, 50 мВ – 18 мВ = 32 мВ.
