Одной из первых проблем, с которой может столкнуться разработчик аналоговых емкостных датчиков, является нижняя граничная частота. Теоретически должно выполняться одно простое требование: входное сопротивление первого каскада предусилителя должно быть достаточно большим. На практике, однако, за кажущимися простыми правилами проектирования скрывается множество проблем. Во-первых, активное устройство предусилителя должно иметь определенную рабочую точку по постоянному току. Использование полевых транзисторов делает входной постоянный ток первого активного устройства (полевой транзистор с p-n переходом или MOSFET) настолько низким, что в большинстве случаев им можно пренебречь. С другой стороны, в схеме должен быть какой-то резистор, создающий путь для постоянного тока, чтобы подать требуемый постоянный потенциал на входной электрод. Исходя из того, что типичный миниатюрный емкостной датчик, такой как высококачественный емкостный микрофон, имеет небольшую емкость от 20 до 50 пФ, сопротивление резистора для получения частоты среза до 50 Гц должно иметь порядок 108 - 109 Ом. Резисторы с такими высокими сопротивлениями трудно найти в исполнении SMD, они дороги, имеют плохую точность и стабильность, большие размеры, а также сильно шумят. Более того, дополнительные трудности возникают, когда для емкостного датчика требуется внешнее напряжение поляризации. Такое напряжение может составлять 100 В или более. Это напряжение должно подаваться на датчик по отдельной цепи, и иногда это создает проблемы, если возникает необходимость заземлить хотя бы одну сторону датчика. И, как и во всех подобных случаях, предусилитель должен располагаться как можно ближе к датчику. Он должен занимать минимум места, требовать небольшого количества соединительных проводов и выделять как можно меньше тепла. Схема на Рисунке 1 представляет собой один из возможных подходов к решению этих проблем.
 |
|
| Рисунок 1. | В этой схеме полевой транзистор эффективно умножает сопротивление резистора R1. |
В схеме используется электронное умножение сопротивления затворного резистора R1 за счет действия положительной обратной связи через истоковый повторитель на полевом транзисторе с p-n переходом (JFET) Q1. Коэффициент умножения равен α = GFSR2. (Примечание: GFS – это действительная часть полной дифференциальной крутизны при включении с общим истоком). При типичной емкости C1 = 33 пФ, адекватных величинах сопротивлений R1 = 10 МОм и R2 = 10 кОм и консервативном значении GFS = 5 мА/В – типовом для JFET типа BF245B при напряжении затвор-исток VGS = 0 В и напряжении сток-исток VDS = 15 В – получаем следующее значение нижней граничной частоты:
С помощью этого метода, несмотря на чрезвычайно малую емкость датчика и консервативные значения номиналов всех других компонентов, мы получаем приемлемую частоту среза. В то же время, чтобы подать на датчик требуемое высокое поляризующее напряжение VPOL, сохранив одну сторону подключенной непосредственно к земле, можно использовать напряжение питания VDD = VDS + VPOL = 115 В, где VPOL = IDR2, а ID – ток стока JFET при выбранном значении VDS и VGS = 0. Таким образом обеспечивается подача на датчик поляризующего напряжения 100 В. Другие преимущества схемы очевидны с первого взгляда. Только два элемента схемы – R1 и Q1 – должны быть подключены непосредственно в месте установки датчика. Оба эти компонента легкодоступны и физически невелики (обычно значительно меньше самого датчика), поэтому не создают проблем с занимаемым пространством. Выделяемое JFET тепло – 150 мВт – достаточно мало, чтобы им можно было пренебречь в большинстве приложений. Для подключения схемы требуется всего три провода, причем один из них может служить экраном кабеля. Соединительный кабель может быть довольно длинным; его максимальная длина ограничена в первую очередь его емкостью, которая определяет верхнюю граничную частоту. В большинстве приложений верхняя граничная частота самого датчика достаточно низка, чтобы можно было использовать довольно длинный кабель. Единственным незначительным недостатком схемы является ее общая потребляемая мощность, которая в основном рассеивается резистором R2 (в данном случае 1 Вт).
 |
|
| Рисунок 2. | В этой схеме второй JFET Q2 заменяет резистор R2 в схеме Рисунок 1. |
В случаях, не требующих высокого напряжения поляризации, сопротивление резистора R2 может оказаться слишком низким для получения достаточно большого коэффициента умножения α. Тогда резистор R2 можно заменить другим JFET – Q2 (Рисунок 2). У этого JFET затвор соединен с истоком, и он работает как источник постоянного тока. Коэффициент умножения α сопротивления R1 можно рассчитать по той же формуле, что и для схемы на Рисунке 1, при этом сопротивление R2 заменяется на значение ROUTQ2:
где gDSQ2 – проводимость канала транзистора Q2. Чтобы обеспечить такое же положение рабочей точки для транзистора Q1, необходимо соответственно снизить общее напряжение питания VDD. Дифференциальное входное сопротивление каскада обработки сигнала, усилительного каскада или обоих сразу, следующих за предварительным усилителем, не должно быть слишком низким, поскольку это сопротивление параллельно R2 или Q2 и уменьшает коэффициент умножения α. Этому требованию легко удовлетворяет неинвертирующий вход операционного усилителя.
Выбор менее распространенного, но все же доступного сопротивления R1 = 100 МОм позволяет сместить нижнюю граничную частоту ниже 1 Гц без каких-либо других изменений в схеме. Динамический диапазон предусилителя внушителен. Максимально допустимый положительный размах входного напряжения равен прямому пороговому напряжению p-n-перехода затвора транзистора Q1, умноженному на тот же коэффициент α, что и входное сопротивление. В схеме на Рисунке 1 с приведенными значениями номиналов компонентов при температуре 300 К и напряжении VDD = 115 В допустимый пиковый размах входного сигнала превышает 5 В. Коэффициент шума определяется только JFET, поэтому он довольно низкий. Максимально допустимый отрицательный размах входного напряжения обычно значительно больше. Второй вариант решения проблемы нижней граничной частоты в аналоговых предусилителях для емкостных датчиков возможен в случае использования электретных датчиков. Эти датчики не требуют внешнего поляризующего напряжения, что упрощает общую конструкцию источника питания. В этих случаях можно получить еще больший коэффициент умножения сопротивления смещения, применив единичную положительную обратную связь по напряжению в операционном усилителе (Рисунок 3).
 |
|
| Рисунок 3. | Операционный усилитель – еще одно средство достижения высокого импеданса предусилителя сигналов емкостных датчиков. |
Чтобы получить в схеме полностью единичную положительную обратную связь по напряжению, сопротивление резистора R3 должно быть равно нулю. Однако существует небольшое осложнение. Чтобы не допустить нестабильности по постоянному току (переход в режим триггера с двумя устойчивыми состояниями), в цепи положительной обратной связи не должно быть пути для постоянного тока. C2 – это устройство удаления постоянной составляющей. К сожалению, C2 вносит еще один полюс в передаточную функцию схемы. Чтобы сделать его влияние пренебрежимо малым, потребовался бы конденсатор C2 слишком большой емкости. Если вы готовы немного пожертвовать чрезвычайно большим коэффициентом умножения α сопротивления R1, (теоретически равным коэффициенту усиления по напряжению операционного усилителя без обратной связи, типичное значение которого составляет 105), можно использовать C2 емкостью на несколько порядков меньше, при условии, что в схему будет внесено некоторое дополнительное демпфирование за счет ненулевого сопротивления R3. Резистор R2 необходим для создания правильного постоянного потенциала (статической рабочей точки) на неинвертирующем входе операционного усилителя.
Подробный анализ схемы с точки зрения устойчивости и ее реакции на гармонические и ступенчатые сигналы достаточно объемен. Анализ может быть основан на правилах общей теории активных фильтров, а можно смоделировать поведение схемы с помощью любого из распространенных инструментов, таких, например, как Spice. При грамотном выборе номиналов пассивных компонентов нижней граничной частотой можно легко управлять. Таким образом, можно получить максимально плоскую частотную характеристику, или максимально плоскую переходную характеристику, или, например, установить заданную величину выброса в отклике на ступенчатый входной сигнал. Оба входа операционного усилителя должна иметь как можно более низкие постоянные токи покоя. В этом отношении лучше всего подходят КМОП операционные усилители. Схема на Рисунке 3 требует несколько большего пространства для компонентов, размещаемых в непосредственной близости от датчика, а также четырех, а не трех соединительных проводов. С другой стороны, она менее чувствительна к внешним нагрузкам, чем схемы на Рисунках 1 или 2.
В схеме на Рисунке 3 использован КМОП операционный усилитель TS271. Схема имеет нижнюю частоту среза 7 Гц и нулевой выброс при ступенчатом воздействии. При бóльших значениях емкости C2 и меньших значениях сопротивления R3 можно легко получить нижнюю частоту среза 0.1 Гц или менее. Схема на Рисунке 3 хорошо подходит для микромощных приложений. Используя микромощный КМОП операционный усилитель, можно обеспечить 10 лет надежной работы в необслуживаемом режиме при использовании стандартных пассивных компонентов и всего одного литиевого элемента размером с монету в качестве источника питания. Верхняя граничная частота и динамический диапазон схемы, представленной на Рисунке 3, полностью определяются свойствами операционного усилителя.
Купить TS271 на РадиоЛоцман.Цены
