Простой измеритель уровня звука с логарифмической шкалой

Ремонт старого аудиомикшера заставил меня внимательнее присмотреться к измерителям уровня. Их стрелки совершали довольно ужасные броски от одного крайнего положения шкалы 100 мкА до другого, а управляющая электроника состояла всего лишь из диода (германиевого?) и резистора. Требовалось что-то более похожее на пиковый измеритель, с логарифмической (или линейной в дБ) шкалой и лучшей динамикой. Здесь [1] дан хороший обзор истории и технических характеристик измерителей как пикового, так и среднего уровней.

Мне пришло в голову, что, поскольку как обнаружение пиков, так и логарифмическое преобразование предполагают использование диодов, вероятно, было бы возможно объединить эти функции, по крайней мере, частично.

Для логарифмического преобразования обычно используется либо транзистор в цепи обратной связи операционного усилителя, либо сложная лестничная схема из резисторов и полупроводников. Первый подход требует специального PTC терморезистора для температурной компенсации и работает очень медленно при низких уровнях входного сигнала; второй обычно содержит множество подстроечных резисторов и не имеет компенсации. Рисунок 1 схематически демонстрирует первую попытку реализации этой идеи и позволяет избежать перечисленных недостатков.

Рисунок 1.	Первоначальный вариант логарифмического пикового детектора демонстрирует использованные принципы и помогает выявить проблемы. (Предполагается использование расщепленных, некритичных шин питания).

Как и во всех схемах с виртуальной землей, входной резистор подает ток в точку суммирования – инвертирующий вход операционного усилителя, – который уравновешивается током, проходящим через диоды с выхода операционного усилителя. Поскольку прямое напряжение на диоде (V_F) пропорционально логарифму протекающего через него тока (как описано здесь [2]), выходное напряжение операционного усилителя теперь представляет собой логарифм входного сигнала.

Положительные полупериоды входного сигнала фиксируют его на низком уровне V_F, что мы игнорируем, поскольку это однополупериодная конструкция; при отрицательных полупериодах оно поднимается до 2V_F.

Подача этого напряжения 2V_F через другой диод на конденсатор заряжает последний до V_F, исключая из процесса влияние напряжений на диодах. (Нет, V_F не совпадают точно, разве что на мгновение, но это не важно). Измеритель теперь показывает логарифмы пиков отрицательных полупериодов входного сигнала; по мере разряда конденсатора через прибор стрелка возвращается назад.

В таком виде он работает в очень разумном диапазоне порядка 50 дБ. А теперь о проблемах:

1. Большое время интегрирования, или время атаки – нарастание до уровня 2 дБ от конечного значения происходит примерно за 70 мс.
2. Возврат или затухание происходит довольно быстро – примерно за секунду для полной шкалы, – и является экспоненциальным, а не линейным.
3. Чрезмерная чувствительность к температуре; в диапазоне 20 °C показания меняются примерно на 5 дБ.

Хотя для базового измерителя уровня сигнала с логарифмической шкалой это неплохо, было бы хорошо сделать что-то более быстрое. Настало время второй попытки.

Рисунок 2.	Эта модернизированная схема имеет более быстрый отклик и гораздо лучшую температурную стабильность.

Усилитель A1 буферизует входной сигнал, чтобы избежать значительной нагрузки на источник (Рисунок 2). Элементы C1 и R1 подавляют басовые компоненты (–3 дБ на частоте примерно 159 Гц), чтобы избежать помех от рокота виниловых пластинок и кассетной ленты. Сигнал на вход усилителя A2 теперь подается через термистор Th1 (стандартный компонент 10 кОм со значением β, равным 3977), который в значительной степени компенсирует тепловые эффекты. Конденсатор C2 блокирует любое смещение, вносимое усилителем A1, если он используется. При желании можно обойтись без буферного каскада, но тогда входной импеданс и положение точки излома частотной характеристики на низких частотах будут меняться в зависимости от температуры, поэтому выбирать C2 следует с осторожностью. Три диода в прямой цепи увеличивают выходное напряжение и его размах. Усилитель A2 теперь управляет транзистором Q1, который вычитает собственное напряжение база-эмиттер из сигнала на диодах, и через эмиттер подает его на конденсатор C2, тем самым уменьшая время атаки. Сопротивление резистора R2 теперь может быть больше, увеличивая время спада. На Рисунке 3 показана комбинированная осциллограмма фактического отклика электроники; динамика измерительного прибора будет влиять на то, что увидит пользователь.

Рисунок 3.	Здесь показан динамический отклик на тональную посылку с временем атаки около 12 мс до 2 дБ от конечного значения и последующим спадом. (Верхняя осциллограмма – это входной сигнал порядка 5.2 кГц).

Время атаки теперь соответствует профессиональным характеристикам и практически не зависит от уровня входного сигнала. Хотя на практике время спада вполне нормальное, спад является экспоненциальным, а не линейным.

Реакция на входные сигналы различных уровней показана на Рисунке 4. Я решил использовать полную шкалу +10 дБн, нормальный рабочий уровень около –10 дБн и ограничение, начиная примерно с +16 дБн. Для смещения максимальных показаний вниз следует использовать термистор Th1 с более высоким сопротивлением или просто уменьшить сопротивление R2, но тогда время затухания будет меньше, если также не увеличить емкость конденсатора C3, что, однако, повлияет на время атаки.

Рисунок 4.	Здесь объединены смоделированные и реальные кривые отклика, демонстрирующие хорошее соответствие логарифмическому закону с достаточной температурной стабильностью.

При моделировании использовалось линейно спадающее напряжение (разделительные конденсаторы «закорочены»), тогда как реальная кривая была получена для синусоиды; при этом термистор Th1 был заменен резистором 10 кОм с допуском 1%, а резистор R2 был отрегулирован так, чтобы при входном сигнале +10 дБн (6.6 В пик-пик) обеспечить ток через стрелочный прибор, равный 100 мкА. Чтобы проверить работу диодов и поэкспериментировать с температурной компенсацией, я использовал LTspice. Собственный температурный коэффициент катушки измерительного прибора, равный +3930 ppm/°C, здесь также учитывался при моделировании, хотя большого практического значения он не имеет. Это и к лучшему: может оказаться непросто поддерживать его температуру одинаковой с другими чувствительными к температуре элементами.

Несмотря на простоту этой схемы, она отлично работает и демонстрирует хорошие результаты. Измерители первоначальной конструкции, доработанные в соответствии с Рисунком 2, уже некоторое время служат исправно. Эту базовую идею можно развивать дальше, добавив еще меньшее время атаки, линейный спад, регулируемый диапазон, лучшую температурную компенсацию и даже двухполупериодное измерение, но это уже другая история и другая статья.

Ссылки

1. Измеритель уровня звука
2. Уравнение Шокли для диода

Материалы по теме

1. Datasheet Texas Instruments TL081