ГУН на основе микросхемы источника опорного напряжения TL431

Журнал РАДИОЛОЦМАН, февраль 2014

R O Ocaya

EDN

Микросхема TL431 представляет собой программируемый трехвыводной шунтовой стабилизатор напряжения, функционально подобный стабилитрону с низким температурным коэффициентом. Выходное напряжение TL431 стабилизируется внутренним опорным источником и программируется в диапазоне от 2.5 до 36 В с помощью двух внешних резисторов. Микросхема интересна также широким диапазоном рабочих токов от 1 мА до 100 мА при типовом динамическом сопротивлении 0.22 Ом. Характеристики этих опорных источников делают их отличной заменой для стабилитронов во множестве приложений, таких, скажем, как цифровые вольтметры, источники питания и любые иные схемы, которым нужен прецизионный источник напряжения. В настоящее время они широко распространены в импульсных источниках питания.

При определенных сочетаниях напряжения питания и емкости нагрузки TL431 проявляет любопытную нестабильность, следствием которой является возникновение устойчивой генерации, частота которой может варьироваться в диапазоне от 10 кГц до 1.5 МГц, в основном, в зависимости от входного управляющего напряжения. Отчасти это происходит из-за образования в этих условиях области отрицательного сопротивления. Как показано в предлагаемой статье, причинами нестабильности не являются ни наличие двух внутренних полюсов, ни третий полюс, вносимый внешним конденсатором, включенным последовательно с сопротивлением нагрузки (Рисунок 1). Выходной каскад на одном транзисторе, добавленный для буферизации генератора, формирует выходной сигнал с TTL уровнями.

Рисунок 1.	Управляемый напряжением генератор на основе TL431 с буферизованным выходом.

 Описание работы TL431

Рисунок 2.	Управляемый напряжением генератор на основе TL431 с буферизованным выходом.

Принцип работы генератора можно понять, рассматривая схему в двух аспектах. Первый связан с основной функцией TL431 как источника опорного напряжения. Обратимся к эквивалентной схеме генератора, изображенного на Рисунке 2. Величина постоянного тока I₁ (см. Рисунок 3) зависит от напряжения приблизительно следующим образом:

 

где V_KA – напряжение «стабилитрона». Предположим, что вначале конденсатор не заряжен, и, соответственно, V_KA = 0. Конденсатор постепенно заряжается частью тока I₁ до тех пор, пока напряжение на нем не достигнет равновесного значения с TL431, то есть, V_KA = 2.49 В. Однако зарядный ток на этом не обрывается, и конденсатор продолжает заряжаться. Моделирование переходных процессов в изображенной на Рисунке 2 схеме показало, что напряжению конденсатора достаточно превысить равновесное значение V_KA всего на несколько микровольт, чтобы обратная связь вновь восстановила равновесие. Происходит это следующим образом.

Рисунок 3.	Упрощенная иллюстрация распределения токов в релаксационном генераторе на основе TL431.

Поскольку база транзистора Q1 напрямую соединена с конденсатором, с ростом V_KA увеличивается и напряжение на эмиттере Q1 (которое также является напряжением базы Q11), и, соответственно, увеличивается ток через транзистор Q11. Транзистор Q9 и резистор R8 образуют коллекторную нагрузку Q11. Поэтому увеличение коллекторного тока Q11 приводит к снижению коллекторного напряжения Q9. В связи с тем, что Q9 и Q10 являются элементами токового зеркала, коллекторные токи этих двух транзисторов имеют ту же величину, что и Q11, но Q10 имеет динамическую коллекторную нагрузку в виде транзистора Q6, который через резистор R5 получает ток базы от второго токового зеркала, состоящего из транзисторов Q2, Q4 и Q12. Конструкция токового зеркала такова, что начальный рост эмиттерного напряжения Q1 увеличивает его напряжение V_BE. Это вызывает увеличение тока коллектора Q6, а, следовательно, и коллекторного тока Q10. В результате напряжение на его коллекторе возрастает, и также возрастает напряжение на подключенной к нему базе транзистора Дарлингтона Q7, Q8, отчего Q8 открывается, и напряжение V_KA быстро спадает. В данной конкретной схеме вывод опорного напряжения (R), к которому подключен конденсатор, соединен с выводом катода (K). Таким образом, как только напряжение на конденсаторе начинает превышать равновесное значение, устройство стремится тут же восстановить равновесие, быстро уменьшая напряжение катод-анод.

С помощью блок-схемы изображенной на Рисунке 3, мы объясним, каким образом возникают устойчивые колебания при нарушении равновесия TL431. Конденсатор заряжается небольшим, почти постоянным током, частично отбираемым от тока источника питания I₁. На Рисунке 3 зарядный ток обозначен как I₃. Когда напряжение конденсатора проходит точку равновесия V_REF, ток I₂, состоящий из суммы коллекторных токов Q7 и Q8 (Рисунок 2), быстро и эффективно уносит заряд, накопленный в конденсаторе. Длительность импульса I₂ невелика, но достаточна для того, чтобы сбросить напряжение на конденсаторе ниже точки равновесия. Затем конденсатор вновь начинает заряжаться, забирая ток от I₁, цикл заряда-разряда повторяется, и, таким образом, начинаются устойчивые колебания. Разряд конденсатора происходит очень быстро, поэтому ток во время разряда намного превышает ток I₁ источника питания, подчиняясь соотношению I = ΔQ/Δt, где ΔQ – накопленный заряд конденсатора.

Оценка времени заряда и разряда

Если токи заряда и разряда известны, можно найти приближенное выражение для величин зарядов, получаемых конденсатором, и отдаваемых им в выходные каскады TL431. При установившихся колебаниях эти заряды будут равны.

Из Рисунка 3 видно, что

I₃ = I₁ – I_BIAS.

Величина тока I_BIAS микросхемы TL431 равна примерно 260 мкА и практически не меняется в широком диапазоне управляющих напряжений V_CTRL.

На основании сказанного можно составить следующее дифференциальное уравнение:

 

Здесь R_S – сопротивление, включенное последовательно с источником управляющего напряжения. Решая дифференциальное уравнение на интервале между нижним (Vc^L) и верхним ( Vc^H ) порогами напряжения V_C при установившихся колебаниях, можно найти время заряда:

 

Оценить время разряда несколько сложнее, поскольку он происходит через динамически изменяющееся сопротивление. Эффективное сопротивление, через которое уходит приобретенный заряд, можно приблизительно рассчитать следующим образом. Моделирование и эксперименты показывают, что в режиме устойчивых колебаний V_KA не опускается ниже 1.60 В и не поднимается выше 2.74 В. На Рисунке 4 показана взятая из справочных данных вольтамперная характеристика TL431.

Рисунок 4.	Характер изменения динамического сопротивления TL431B. (Взято из [1]).

Эта зависимость напоминает прямую ветвь диодной характеристики, поэтому ее можно аппроксимировать следующей функцией:

 

В отличие от обычного диода с p-n переходом, ток TL431 слабо зависит от температуры, поскольку в микросхеме используется опорный источник с напряжением, определяемым шириной запрещенной энергетической зоны. Можно показать, что динамическое сопротивление равно

 

Линейная аппроксимация взятых из справочных данных характеристик дает R0 ≈ 135.9 кОм, α ≈ 2.304 В/кОм. Таким образом, в области существования колебаний сопротивление меняется от 1.7 кОм до 246 Ом. В контексте разряда конденсатора это означает, что с увеличением управляющего напряжения скорость разряда увеличивается, так как сопротивление эффективного пути протекания разрядного тока мало. Значит, можно ожидать, что при увеличении управляющего напряжения время разряда уменьшится, т.е., частота увеличится. Фактически это и наблюдалось в реальном генераторе. Моделирование показывает, что ток, забираемый из конденсатора при разряде, весьма велик, поэтому время разряда обычно очень мало и может не приниматься во внимание.

Выходной сигнал генератора берется непосредственно с конденсатора, поэтому для исключения влияния нагрузки необходима внешняя буферизация. SPICE модели микросхемы TL431 можно найти в различных источниках, например, на сайтах Texas Instruments и LTspice Wiki. В симуляторе использовались различные модели, и все они генерировали одинаково (Рисунок 5). Практические эксперименты выполнялись с микросхемами TL431A и TL431B, KA431 и LM431. И хотя во всех случаях возникали колебания, входные напряжения, необходимые для возбуждения схемы, а также диапазон частот генерации для каждой микросхемы были различны. Кроме того, опорные напряжения этих устройств имели разброс от 2.43 В до +2.53 В.

Рисунок 5.	Выходные сигналы SPICE модели ГУН на микросхеме TL431.

Наблюдения показали, что амплитуда выходных колебаний генератора в точке, обозначенной на Рисунке 1 как OSC, возрастает с увеличением управляющего напряжения V1. Частота в диапазоне практически используемых токов также находилась приблизительно в прямой зависимости от входного управляющего напряжения, однако при определенных токах картина менялась, и рост напряжения сопровождался уменьшением частоты. В Таблице 1 приведены результаты измерений в области прямой линейной зависимости частоты от напряжения для двух различных микросхем.

Таблица 1.	Результаты измерений режимов ГУН на схеме TL431 в области, где увеличение управляющего напряжения сопровождается ростом частоты.
Емкость C1 [нФ] KA431 LM431 Диапазон управляющих напряжений V1[В] Выходная частота [кГц] Диапазон управляющих напряжений V1[В] Выходная частота [кГц] 10 2.69 – 3.39 52.1 – 150.1 3.90 – 5.75 934.0 – 1517.0 100 2.69 – 11.6 12.4 – 211.5 7.47 – 11.60 383.0 – 435.0

В этих экспериментах управляющее напряжение было ограничено величиной порядка 12 В, чтобы катодные токи не превышали 10 мА, хотя в справочных данных на TL431 утверждается, что устройство может пропускать ток до 100 мА. Из всех опробованных микросхем область с обратной зависимостью частоты от напряжения наблюдалась только у LM431. Это происходило в диапазоне управляющих напряжений от 5.20 В до 7.04 В, при соответствующем изменении частоты от 602 кГц до 433 кГц. Емкость конденсатора C1 была выбрана равной 100 нФ. Согласно техническому описанию [1], в диапазоне емкостей от 10 до 100 нФ схема теряет устойчивость, что полностью согласуется с результатами экспериментов.

Схема может использоваться в сверхдешевых лабораторных генераторах TTL импульсов и в качестве ГУН низкочастотной ФАПЧ для диапазона средних волн. Описанное устройство успешно работало в схеме диодного кольцевого смесителя программно-определяемого радиоприемника (SDR) АМ диапазона.

Ссылки

1.  Motorola Inc., TL431A,B Programmable precision references, Document TL431/D Revision 6, 1998 (Current TI datasheet)

Загрузки

1. LTwiki, SPICE модель TL431
2. Texas Instruments, SPICE модель TL431
3. Файлы SPICE

Видео работы ГУН