Владимир Рентюк, Запорожье, Украина
В статье предлагается авторский подход к проектированию высокоэффективных, удаленных малошумящих предварительных усилителей со сложной АЧХ и непосредственным питанием по двухпроводной линии связи
На первый взгляд проблема не является сколько-нибудь сложной для решения, как правило, используется однокаскадный (например, в электретных микрофонах) или двухкаскадный усилитель с открытым коллектором и питанием через удаленную коллекторную нагрузку. Все это является простым и легко осуществимым, но только до тех пор, пока не встает вопрос обеспечения не просто какого-то приблизительного коэффициента усиления, а определенно заданного, обеспечения его повторяемости в условиях серийного производства и стабильности во время эксплуатации изделия. Еще одной проблемой является формирование начальной амплитудно-частотной характеристики. Особенно сложно построить такую схему, когда речь идет о работе с малыми уровнями сигнала при использовании высокоимпедансных датчиков, например, пьезоэлектрических сенсоров. Начальная коррекция АЧХ необходима в случае, если сам сенсор имеет нелинейную чувствительность в диапазоне частот, или имеет место зашумленность в некоторой области частотного спектра, которую нужно компенсировать во избежание перегрузки усилителя. Такая ситуация имеет место, например, для погружаемых усилителей с гидроакустическими сенсорами. Если непосредственно в усилителе не подавить область инфранизких частот, то усилитель будет ими перегружен и, как следствие, неработоспособен.
Можно ли решить подобную задачу с использованием простейших усилителей на дискретных элементах? Однозначно – нет. Во-первых, для получения гарантированного коэффициента усиления необходимо использовать каскады с отрицательной обратной связью по напряжению. Во-вторых, эти каскады должны позволять формировать заданную АЧХ и необходимое входное сопротивление для согласования с импедансом сенсора. Естественно, самым удобным вариантом исполнения такого усилителя будет применение операционных усилителей (ОУ) в интегральном исполнении (ИМС). Еще одной проблемой является необходимость обеспечивать работу через двухпроводную линию связи, что, собственно, и является предметом рассмотрения в данной статье. В ходе исследовательских работ автором статьи были проверены несколько вариантов подачи питания: рассматривался ряд схемных решений на базе параметрических стабилизаторов, стабилизаторов с источниками тока и т.п. Все, казалось бы, очевидные решения на базе стабилизаторов, имели повторяющийся эффект, исключивший их применение. В результате исследований был предложен иной подход к решению данной проблемы – в качестве источника питания входной части схемы усилителя использовался модифицированный транзисторный сглаживающий фильтр Г-типа (такой фильтр описан, например, в [1]). Одно из практических схемотехнических решений усилителя с такой организацией подачи питающего напряжения на его слаботочную часть представлено на Рисунке 1. Впервые в сокращенном варианте указанное решение для усилителя было опубликовано автором в [2].
 |
|
| Рисунок 1. | Практическая реализация удаленного предварительного усилителя для гидроакустического сенсора. |
Использование модифицированного транзисторного сглаживающего фильтра в качестве стабилизатора напряжения (в схеме на Рисунке 1 он выполнен на транзисторе VT1) оказалось возможным ввиду малого собственного тока, потребляемого входным усилителем и фильтром, выполненным на ИМС ОУ серии AD822 [3]. Данная ИМС при питании от однополярного напряжения VS = +5 В имеет собственный ток потребления IQ не более 1.6 мА при типовом значении IQT = 1.24 мкА. Ко всему прочему, ОУ AD822 имеет нормированный уровень шумов в низкочастотной части спектра. Например, в частотном диапазоне 10 Гц спектральная плотность напряжения не превышает 25 нВ/√Гц, а двойной размах амплитуды шумов в диапазоне 0.1 Гц – 10 Гц не более 2 мкВ. ИМС AD822 имеет rail-to-rail выход, сверхмалые входные токи, хорошо работает с высокоимпедансными источниками сигнала, и, как уже отмечалось, допускает работу от однополярного источника питания 5 В. Этот выбор идеально подходит для решения поставленной задачи. Как видно из приведенного рисунка, схема достаточно сложна. Кроме стабилизатора напряжения на транзисторе VT1, схема содержит входной усилитель, сложную систему фильтров (фактически, это полосовой фильтр с усилением) и выходной каскад, работающий на удаленную нагрузку. Питание и передача сигнала осуществляются по двухпроводной линии. Входной усилитель на DA1-1 обеспечивает согласование с приемником (выходное сопротивление приемника на частоте 12 Гц более 400 кОм) и начальное усиление в полосе пропускания. Защиту входного усилителя от бросков напряжения обеспечивает ограничитель на диодах Шоттки VD1, ток диодов защиты ограничивается резистором R5. Выходной каскад усилителя – это транзистор с общим эмиттером и отрицательной обратной связью по напряжению. Усилитель имеет сложную систему фильтров. Во-первых, это непосредственно входной усилитель, работающий как полосовой фильтр. Во-вторых, это фильтр низких частот первого порядка на элементах R10, C9; фильтр высоких частот второго порядка на ИМС DA1-2; еще один фильтр низких частот первого порядка на элементах R13, C11. Полоса пропускания предварительного усилителя по уровню –3 дБ составляет 8 Гц – 35 Гц, подавление частот 1 Гц и 200 Гц – примерно по 45 дБ, что соответствовало техническому заданию. АЧХ предварительного усилителя с учетом влияния выходного импеданса приемника представлена на Рисунке 2.
 |
|
| Рисунок 2. | АЧХ предварительного усилителя с частотной коррекцией. |
Рассмотрим работу схемы питания усилителя и методику его расчета по цепям постоянного тока. Искусственная средняя точка обеспечивается делителем на элементах R2, R9, C7 (заметьте, R2 = R9). Делитель задает смещение 0.5VS (в рассматриваемом варианте это 2.5 В) для обоих ОУ ИМС DA1. Таким образом, обеспечивается максимальный динамический диапазон низковольтной части предварительного усилителя. Положим напряжение питание ИМС DA1 равным +5 В. Как отмечалось выше, собственный ток потребления DA1 в этом режиме составляет не более 1.6 мА. Исследования, проведенные автором статьи, показали, что для достижения максимального динамического диапазона выходного напряжения ток покоя коллектора выходного транзистора VT2 (ток при отсутствии сигнала) должен в несколько раз превышать собственный ток потребления каскадов низковольтной части усилителя (в данном случае AD822 и делителя R2, R9). Величину тока коллектора транзистора VT1 устанавливает резистор R14. Следовательно
(Примечание: VEB = 0.68 В – это типичное напряжение база-эмиттер VEB для маломощных кремниевых транзисторов в активном режиме [4]).
Пусть R14 = 560 Ом. В этом случае ток коллектора IC выходного транзистора равен
Такое утверждение справедливо, так как ток базы транзистора VT2 будет пренебрежимо мал (коэффициент усиления по току hFE для BC847C не менее 420 [4]). Таким образом,
Для получения необходимого динамического диапазона, а вернее, максимальной необходимой амплитуды сигнала на удаленной нагрузке RН, необходимо, чтобы напряжение на коллекторе VT2 при отсутствии сигнала было не менее
VS + ΔVS + VA,
где
ΔVS – разность напряжений коллектор-эмиттер VT1, при которой каскад на транзисторе еще может выполнять функцию стабилизатора напряжения,
VA – максимально необходимая амплитуда выходного сигнала усилителя.
Как отмечалось выше, каскад на транзисторе VT1 остается работоспособным при ΔVS > 1.6 В. Если принять максимальное выходное напряжение для тестового синусоидального сигнала 0.775 В (0 дБ), то
Таким образом, напряжение на коллекторе транзистора VT2 не должно быть менее чем
VOUT = 5 + 1.6 + 1.09 = 7.5 В.
Для обеспечения технологического запаса положим величину напряжения на коллекторе VT2 равной VOUT = 7.8 В. Таким образом, сопротивление в цепи нагрузки выходного каскада усилителя будет равно
где
IMAX – полный ток потребления усилителя,
VEXT – напряжение на удаленной нагрузке, которое лучше выбирать на уровне 2VOUT.
Полный ток потребления можно узнать, закончив проектирование каскада на транзисторе VT1.
Необходимое выходное напряжение каскада на транзисторе VT1 обеспечивает резистивный делитель R3, R4. Оно может быть рассчитано как
Таким образом,
Это ожидаемый результат, а в реальной ситуации VS будет несколько ниже, поскольку формула не учитывает базовый ток транзистора VT1. Это важное замечание, для минимизации влияния базового тока необходимо, чтобы ток через делитель R3, R4 превышал базовый ток транзистора VT1, как минимум, в 10 раз. Для рассматриваемой схемы базовый ток транзистора VT1 будет равен
и составит, соответственно, 1.6/400 = 4 мкА.
Минимальный ток через делитель R3, R4 будет равен
Проверка показала, что каскад на транзисторе VT1 остается работоспособен при ΔVS не менее (1.4 – 1.6) В. Таким образом, ток делителя
Условие, оговоренное выше, выполнено. Ток через удаленную нагрузку RН (размещенную в бортовом оборудовании) без сигнала будет равен
IC + IQT + ID + IB = 3.25 + 1.24 + 0.075 + 0.004 = 4.7 мА.
Переменная составляющая напряжения на коллекторе VT1 блокируется конденсатором C4. Величина емкости этого конденсатора зависит от наименьшей рабочей частоты усилителя. Так, частота среза фильтра 1/2πR3C4 должна быть не менее чем в 10 раз ниже наименьшей рабочей частоты предусилителя. Резистор R1 и конденсатор С3 необязательны, но они дают некоторый позитивный эффект, так как образуют фильтр низких частот на входе стабилизатора напряжения. Рекомендуемая величина резистора R1 – 51 Ом, конденсатора С3 – 100 нФ.
Поскольку максимальный ток потребления уже известен, вычислим оптимальное для рассматриваемого варианта сопротивление нагрузки выходного каскада предусилителя. Как отмечалось выше,
Таким образом,
Номинал резистора Rн выбран 1.5 кОм.
Представленное автором техническое решение было проверено на опытной партии из 28 предварительных усилителей разных типов, и результаты проверки полностью совпали как с расчетами, так и с их компьютерными моделями. При внешней нагрузке 1.5 кОм коэффициент усиления в полосе пропускания составил 26 дБ. Напряжение на коллекторе VT2 составило 7.8 ± 0.05 В, ток потребления при отсутствии сигнал был в пределах 4.8 мА, максимальная амплитуда выходного сигнала превысила ожидаемую, и составила 2 В. Подавление сигнала с частотой 10 Гц по цепи питания VS – не менее 40 дБ. Напряжение питания ОУ было в пределах (4.96 – 5.15) В. Усилитель оказался практически нечувствительным к емкости нагрузки и устойчиво работал при испытании в реальных условиях через двухпроводную линию связи длиной 120 метров. При этом отношение сигнал/шум намного превышало аналогичные результаты имевшегося прототипа, который использовался ранее в подобном оборудовании. Уровень шумов на выходе усилителя был на уровне разрешающей способности доступных средств измерения, и определялся исключительно схемным решением входного усилителя; цепь питания не оказывала сколь-нибудь заметного влияния на этот параметр.
Если рассматривать предлагаемое схемное решение без дополнительных фильтров, то АЧХ такого усилителя линейна в широком диапазоне частот и определяется частотными свойствами входного усилителя на DA1-1 (Рисунок 3). Для схемы, приведенной на Рисунке 1, с минимальной частотной коррекцией (С5 = 47пФ, фильтр третьего порядка на DA1-2 исключен, база транзистора VT2 подключен непосредственно к выходу каскада на DA1-1), полоса пропускания по уровню –3 дБ составляет от 14 Гц до 20 кГц (Рисунок 3).
 |
|
| Рисунок 3. | АЧХ предварительного усилителя с минимальной частотной коррекцией. |
Изменение емкости конденсатора С3 от 1 нФ до 330 нФ, так же как и изменение емкости нагрузки от 0 пФ до 330 нФ, практически не оказывает в данной полосе частот влияния на верхнюю частоту среза усилителя. Таким образом, можно утверждать, что предлагаемый усилитель может быть использован с коаксиальными или экранированными кабелями, имеющими, как известно, большую погонную емкость.
Литература:
- Векслер Г.С., Штильман В.И. Транзисторные сглаживающие фильтры. М. Энергия. 1979г
- Vladimir Rentyuk. Two-wire remote sensor preamp // EDN, January 13, 2014
- AD822 «Single-Supply, Rail-to-Rail Low Power FET-Input Op Amp.» Rev.1 2010, Analog Devices, Inc.
- BC846 thru BC849 Small Signal Transistors (NPN) Vishay Semiconductors 09-May-02
