Конвертеры универсальной структуры с использованием триггера Шмитта

Журнал РАДИОЛОЦМАН, июль 2011

В.Я. Грошев

Известно, что самый простой стабилизированный DC-DC конвертер может быть реализован всего на двух биполярных транзисторах. К сожалению, электрическая эффективность такого устройства при низком входном напряжении принципиально ограничена. Другим недостатком является необходимость использования двухобмоточного трансформатора, что усложняет его конструкцию. Поэтому в настоящее время конвертеры подобного типа используются практически только в качестве маломощных сетевых преобразователей для зарядных устройств, т.е. там, где эффективность преобразования не имеет определяющего значения.

На Рис.1 представлена принципиальная схема однотактного повышающего конвертера, который по эффективности использования электронных компонентов уступает только такому двухтранзисторному преобразователю, но который не имеет перечисленных недостатков.

Рисунок 1.

Это устройство предназначено для преобразования напряжения батареи из двух NiMh аккумуляторов с напряжением 2 … 2.7 В в напряжение питания для OLED дисплея (13 В, 30 мА). Стабильность выходного напряжения, обеспечиваемая конвертером, не хуже 1% при изменении входного в пределах 2.5 … 4 В и во всем диапазоне выходных токов, что вполне достаточно для любых практических применений. Кроме этого, за счет взаимной компенсации температурного ухода у VD1, VT1 и VD4 описываемое устройство обладает и достаточно высокой температурной стабильностью – не хуже 2% в диапазоне температур –20 … +50 °С. КПД преобразователя при использовании относительно недорогой индуктивности фирмы Murata LQH55D превышает 85% при входном напряжении свыше 2 В, а предельная выходная мощность при этом напряжении достигает 0.4 Вт. Наилучшие характеристики устройства обеспечиваются при питании DD1 от отдельного источника напряжением 2.5 … 5 В, что при необходимости может быть легко реализовано с использованием собственного выходного напряжения конвертера.

Так как устройство является достаточно привлекательным для практического применения, целесообразно изложить методику его расчета исходя из заданных выходных параметров – U_ВЫХ и P_ВЫХ. Расчету подлежат либо параметры используемого дросселя – индуктивность и максимальный рабочий ток, либо, при заданной индуктивности, параметры времязадающей цепи R3C2, определяющей продолжительность зарядного цикла.

Длительность интервала заряда индуктивности t_З в описываемом устройстве определяется параметрами используемого логического элемента и примерно равна:

где V_DD – это безразмерная величина, численно равная напряжению питания микросхемы 74AHC1G14 (2 … 6 В). Если микросхема питается от первичного источника, то V_DD = U₀.

Длительность разрядного цикла определяется следующим соотношением:

где U_ВЫХ – это выходное напряжение конвертера без учета падения на выпрямительном диоде. Под U₀ следует понимать минимальное напряжение первичного источника, при котором еще возможно обеспечить заданную выходную мощность P_ВЫХ, определяемую по формуле:

где T – период импульсов управления, генерируемых DD1. Используя это соотношение можно определить максимальное значение индуктивности, которое позволяет получить заданную выходную мощность или, наоборот, постоянную времени задающего генератора R3C2 при заданной выходной мощности P_ВЫХ и имеющейся индуктивности. С учетом того, что,

получаем

Если допустить, что при максимальной выходной мощности T = t_З + t_Р, что соответствует случаю, когда нейтральное состояние индуктивности (т.е. временной интервал, где U_L=0) в процессе преобразования отсутствует, то с учетом двух первых соотношений

[1]

И наоборот, если задана индуктивность L1 и выходная мощность P_ВЫХ,

[2]

При этом используемая индуктивность должна выдерживать максимальный рабочий ток, равный

[3]

где U_0max – это максимальное напряжение первичного источника.

Трех последних соотношений достаточно, чтобы определить все критичные параметры в схеме представляемого конвертера. Кроме этого, по рассчитанному значению I_Lmax следует проверить возможность использования выбранного МОП ключа для реализации конвертера заданной выходной мощности и необходимого КПД.

Поскольку все соотношения получены без учета потерь преобразования, в том числе потерь на выпрямительном диоде, на внутреннем сопротивлении дросселя и на полупроводниковом ключе, при проектировании реального устройства следует либо уменьшить расчетное значение индуктивности, либо увеличить значение постоянной времени зарядного цикла и максимального тока по сравнению с расчетом обратно пропорционально предположительному значению КПД (~85%).

Структура конвертера, представленного на Рис.1, является универсальной. Для примера на Рис. 2 представлен вариант понижающего конвертера, реализованного с использованием того же принципа.

Рисунок 2.

Поскольку для понижающего конвертера частотно-импульсная модуляция неэффективна, в данном устройстве используется модуляция смешанного типа, при которой период и скважность изменяются одновременно, но непропорционально. Такой тип модуляции реализован подключением резистора R4 не к выходу логического элемента, а к общей шине. Единственным замеченным недостатком этого устройства является относительно большое потребление тока используемым логическим элементом, обусловленное высоким входным напряжением понижающего конвертера, что не позволяет обеспечить предельно высокий КПД при малых выходных токах. Следует отметить, что, невзирая на некоторое увеличение принципиальной схемы по сравнению с первым устройством, данный конвертер занимает почти такую же площадь печатной платы (примерно 20×17 мм), поскольку оба логических элемента размещены в общем корпусе также, как и оба управляющих транзистора.

При выходном напряжении 3.2 В и выходном токе 100 мА конвертер имеет следующие электрические характеристики. Стабильность при изменении входного напряжения в пределах 3.3 … 5.5 В – не хуже 1%. При отключении нагрузки напряжение возрастает до 3.4 В, однако этот параметр можно улучшить, уменьшая сопротивление резистора R3. Возможны и более эффективные способы решения этой проблемы за счет дополнительного увеличения скважности, однако это сопровождается некоторым усложнением схемы и поэтому их рассмотрение в пределах данной статьи представляется нецелесообразным. Термостабильность выше, чем у первого устройства. КПД при входном напряжении 5 В и выходном токе 100 мА выше 85% даже с учетом относительно большого тока потребления логическим элементом.

В интегральном исполнении представленные выше конвертеры при вполне конкурентоспособных электрических характеристиках могут стать самыми дешевыми на рынке DC-DC преобразователей.