В этой статье описывается методика компенсации дрейфа постоянного напряжения на выходе звукового усилителя мощности класса AB с непосредственной связью.
Основным преимуществом выхода с непосредственной связью является улучшенное воспроизведение басов. Поскольку в конструкции отсутствует конденсатор, блокирующий постоянную составляющую сигнала, его низкочастотные передаточные характеристики значительно улучшаются.
На Рисунке 1 показан выход с емкостной связью, где нижняя частота среза определяется нагрузкой (обычно 8 Ом) и конденсатором CC. В этом примере конденсатор CC блокирует любое смещение постоянной составляющей, которое может появиться на выходе.
 |
|
| Рисунок 1. | Нижняя частота среза выхода с емкостной связью определяется нагрузкой, конденсатором CC и выходной цепью. |
В случае непосредственной связи ситуация иная (Рисунок 2). Его нижняя частота среза не ограничивается выходной цепью, поэтому любые флуктуации в предыдущих каскадах вызывают флуктуации постоянной составляющей, что приводит к протеканию постоянного тока через нагрузку (динамик). Помимо ухудшения динамического диапазона и THD (суммарного коэффициента нелинейных искажений) усилителя, это также является причиной того, что иногда мы слышим «щелчки» при включении или выключении дискретного аудиоусилителя.
 |
|
| Рисунок 2. | Нижняя частота среза выхода с непосредственной связью не ограничивается выходной цепью. |
Чтобы устранить эту проблему, сначала проведем глубокий анализ, чтобы понять причину смещения по постоянному току дискретного аудиоусилителя на биполярных транзисторах. Далее мы разработаем метод, позволяющий устранить или хотя бы смягчить эту проблему.
Для начала создадим простую модель усилителя, включающую основные каскады (Рисунок 3).
 |
|
| Рисунок 3. | Это простая модель усилителя. |
Каскад усилителя напряжения (voltage amplifier stage, VAS) – это, как следует из названия, элемент системы, который усиливает сигнал, поступающий на вход, управляя через драйвер каскадом AB (обычно с общим эмиттером). Драйвер подключен к каскаду AB – комплементарному эмиттерному повторителю, обеспечивающему высокое усиление по току. Наконец, петля отрицательной обратной связи, влияющая на усиление каскада VAS, делает всю систему линейной и устойчивой.
VAS обычно строится на основе архитектуры дифференциального усилителя, где на один вход подается входной сигнал, а на другой – сигнал отрицательной обратной связи. Для простоты заменим VAS на операционный усилитель (просто для иллюстрации проблемы смещения) и проанализируем взаимосвязь между каскадами и смещением, о котором мы говорили, с использованием небольшого количества математики.
На Рисунке 4 показаны упрощенные схемы VAS и драйвера. Эта простая модель позволит получить ценную информацию о смещении постоянной составляющей на выходе. Резисторы R1 и R2 образуют местную цепь отрицательной обратной связи, а RF1 и RF2 – общую цепь отрицательной обратной связи. Драйвер, который обычно представляет собой каскад с общим эмиттером, имеет отрицательный коэффициент усиления –G. Для простоты каскадом AB пренебрегаем, поскольку для эмиттерного повторителя коэффициент усиления по напряжению равен примерно –1.
 |
|
| Рисунок 4. | Эта упрощенная модель усилителя напряжения и драйвера позволит получить ценные сведения о смещении постоянной составляющей на выходе. |
Коэффициент усиления VAS определяется соотношением сопротивлений R1 и R2; R2 >> R1 и VA1 = VA2 = VA. Усиление драйвера очень велико, поэтому коэффициент усиления всего усилителя определяется соотношением сопротивлений RF1 и RF2:
После подстановки VA и выполнения преобразований получаем:
 |
(1) |
Это не такой уж впечатляющий вывод, поэтому давайте проанализируем связь между VO и напряжением на входе драйвера VO’ при заземленном входе:
 |
(2) |
Последнее выражение очень важно, поскольку оно показывает взаимосвязь между постоянным напряжением каскада драйвера и выходным постоянным напряжением усилителя, указывая на то, что небольшое изменение VO’ приведет к большому смещению VO.
Как уже упоминалось ранее, драйвер обычно состоит из простого каскада с общим эмиттером (транзистор Q3 на Рисунке 1) с резистором RPOL небольшого сопротивления, фиксирующим необходимое напряжение база-эмиттер. Этот транзистор обеспечивает базовый ток для выходных транзисторов, поэтому нередко коллекторный ток этого каскада находится в диапазоне миллиампер.
Забудем на время о температурных эффектах и при первом включении схемы откалибруем VAS так, чтобы выходное постоянное напряжение находилось посередине между VCC и VEE, то есть, на нуле вольт. При отсутствии входного сигнала, поскольку каскад AB является повторителем напряжения (каскад с общим коллектором), транзистор драйвера Q3 удерживает бóльшую часть напряжения VEE (VEE – VBE); через Q3 протекает ток смещения IBIAS, поэтому мощность PQ3, рассеиваемая транзистором Q3, приблизительно равна:
Эта мощность нагревает Q3, и этот нагрев изменяет напряжение база-эмиттер VBE устройства с известным температурным коэффициентом –2.2 мВ/°C, тем самым изменяя выходное постоянное напряжение, которое было установлено ранее.
Если транзистор начнет нагреваться, например, на 40 °C выше температуры окружающей среды, его напряжение VBE упадет примерно на 88 мВ.
Это уменьшение VBE, возникающее при повышении температуры транзистора, вызывает соответствующее изменение VO’ (смысл этого напряжения объяснен ранее) на выходе каскада усиления напряжения, что приводит к дрейфу постоянного напряжения на выходе.
Пример из реальной жизни
Схема на Рисунке 5 иллюстрирует то, что объяснялось до сих пор.
 |
|
| Рисунок 5. | Это реальная реализация схемы. |
Для поддержания низкого смещения удобно установить значение VO' как можно более близким к нулю. Для этого и предназначен резистор RSET, который представляет собой многооборотный потенциометр.
Здесь зависимость между напряжением базы VBASE и VO' имеет вид:
Таким образом, дрейф выходного напряжения, обусловленный изменением напряжения база-эмиттер, равен:
 |
(3) |
С помощью этой формулы можно рассчитать, как будет изменяться выходное напряжение при изменении температуры транзистора драйвера на каждый градус Цельсия, если, например, присвоить номиналам компонентов значения, взятые из реального усилителя:
VO = –12.8 мВ/°C,
PQ3 ≈ 24 В × 5 мА = 0.12 Вт.
Предположим, что транзистор Q3 упакован в корпус TO-92. В этом случае приращение температуры перехода ΔTEMP можно рассчитать, используя тепловое сопротивление переход-окружающая среда RΘJA для этого корпуса:
RΘJA = 200 °C/Вт,
ΔTEMP = 200 °C/ Вт × 0.12 Вт = 24 °C,
ΔVO = 24 °C × (–12.8 мВ/°C) = –305 мВ.
В итоге, если не применять компенсацию, дрейф выходного напряжения составит примерно 305 мВ. Это только с учетом эффекта саморазогрева транзистора. Но смещение может увеличиться, если по какой-либо причине повысится температура окружающей среды.
Как смягчить этот эффект
Напряжение база-эмиттер транзистора Q3 зафиксировано резистором RPOL, поэтому один из способов компенсировать изменение напряжения VBE – заставить RPOL каким-то образом отслеживать это изменение. Для этого можно использовать температурно зависимый резистор RPOL, подключенный к транзистору, например, термистор. Поскольку изменение VBE с ростом температуры отрицательное, это должен быть NTC термистор.
Рассчитаем, какой температурный коэффициент необходим для RPOL.
Ток IR_POL, идущий через резистор RPOL, можно считать постоянным, а напряжение VBE равно падению напряжения VR_POL:
В нашем примере RPOL = 120 Ом и IR_POL = 5.6 мА, поэтому:
Нужно найти термистор с точно такими же значениями температурного коэффициента и сопротивления при 25 °C. Поскольку это невозможно, так как большинство NTC термисторов имеют гораздо более высокий температурный коэффициент, решение заключается в параллельном подключении к RPOL термистора или нескольких термисторов с более высоким сопротивлением.
Вот уравнение, которое моделирует температурную зависимость термистора:
где
RTH – сопротивление термистора при заданной температуре T (которое мы хотим рассчитать);
RTH0 – номинальное сопротивление термистора при температуре T0;
B – параметр, типовое значение которого равно 3400 K;
T0 – температура окружающей среды, приблизительно 298.16 K.
Таким образом, скорость изменения сопротивления при температуре окружающей среды может быть рассчитана следующим образом:
Это изменение сопротивления на один °C:
Термистор включен параллельно резистору RPOL:
и
Таким образом, мы получим закон изменения с температурой параллельно включенных сопротивлений:
Заменяем ΔRTH его значением для изменения температуры на один °C:
Теперь можно рассчитать RTH0 для рассматриваемого примера:
RTH0 = 1.12 кОм.
Ради практичности номинал термистора можно округлить до 1.2 кОм.
Некоторые соображения
Термистор должен быть намного меньше транзистора, поэтому температура термистора будет равна или очень близка к температуре корпуса транзистора. Это также уменьшит тепловую инерцию, благодаря чему система быстрее достигнет установившегося состояния. Термистор должен быть прикреплен к корпусу транзистора с помощью термоклея.
Проверка концепции
Чтобы определить, насколько точно концепция моделирует реальное поведение схемы, я собрал тестовую схему. Поскольку термистора сопротивлением 1.2 кОм (NTC 0402) не было, я включил параллельно восемь термисторов 10 кОм (0402 Murata NCP15XH103D03RC) (Рисунок 6), чтобы получить очень похожее значение 1250 Ом. Обратите внимание, что параллельное включение термисторов не изменит рассчитанный нами температурный коэффициент.
 |
|
| Рисунок 6. | Это термистор сопротивлением 1.25 кОм, собранный из восьми термисторов 10 кОм, соединенных параллельно. |
Затем с помощью термоклея я прикрепил датчик к плоской стороне транзистора Q3 (Рисунок 7) и подключил его параллельно RPOL (это SMD резистор на другой стороне платы).
 |
|
| Рисунок 7. | Терморезистор, показанный на Рисунке 6, термически связан с транзистором Q3. |
Наконец, на Рисунке 8 мы можем видеть дрейф выходного напряжения с подключенным термистором (красная линия) и без него (синяя линия), где установившееся состояние достигается примерно через 2 минуты.
 |
|
| Рисунок 8. | Здесь можно видеть дрейф выходного напряжения с подключенным термистором (красная линия) и без него (синяя линия). |
Отклик компенсированной схемы (красная линия) значительно более плоский, чем некомпенсированной (синяя линия), что свидетельствует о том, что компенсация работает. Тот факт, что наклон отрицательный, может означать, что схема немного перекомпенсирована, но это не проблема, поскольку дрейф постоянного напряжения все равно очень мал.
Также стоит отметить, что необходимый температурный коэффициент мы рассчитали при 25 °C, но термистор не является линейным. Это означает, что температурный коэффициент не постоянен во всем диапазоне. Но поскольку компенсация предназначена для работы в ограниченном температурном диапазоне, нелинейностью термистора можно пренебречь.
